乐发Ⅷl

一种新型200千赫/200瓦环保开关电源

介绍

目前，在评估额定功率超过200瓦的高频实用开关电源的环保性能时，存在或多或少的困难..它们要么有很大的电磁干扰噪声，要么输入电流谐波超过标准，要么在一定的功率封装密度下温度特性和可靠性较差。要解决这些问题，一种方法是寻找性能更先进的新型变换器拓扑，另一种方法是选择新技术和新器件，尽可能满足环境性能评价的要求。 近年来，国外一些知名半导体公司在器件技术改造上投入了大量精力，开发了一系列具有优异性能的有针对性的新器件。例如，英飞凌(前西门子公司)近年来相继推出了一系列专用于解决上述高频开关电源问题的器件。它们包括具有高电压600伏电阻和低导通电阻(Rdson)(高频应用中非常低的温升，适用于升压开关)的CoolMOS晶体管、具有高电流、低电压电阻和小Rdson(尤其适用于降压转换器)的OpTIMOS晶体管、PFC？

乐发Ⅷl脉宽调制二合一ICTDA16888(节省空电池和元件)、耐高压(600 v)碳化硅肖特基二极管(特别适用于升压二极管)等。这些设备都有特殊的特性。如果在开关电源的设计中使用得当，问题将会迎刃而解，成本也将得到控制。 本文以此为例，向读者介绍一种实用的开关电源，其工作频率为200千赫，功率为200瓦，符合环保要求。它采用第二代CoolMOSC2作为功率因数校正和脉宽调制的电源开关，碳化硅肖特基二极管作为功率因数校正二极管，光电二极管作为同步整流开关，功率因数校正和脉宽调制控制由同一个ICTDA16888实现。该电源输入电压范围宽(90V ~ 275 V)，交流/DC转换效率超过80%。有两组输出电压:+5V/20A和++12V/8.3A，带输出过载保护和输出短路保护。所有功率器件不需要配备散热器或最小输出负载。 2电路框图 图1示出了整个电源的操作框图。它由功率因数校正和脉宽调制组成。

第一部分是用于功率因数校正的交流/DC转换器，第二部分是由两个功率开关管组成的前向脉宽调制DC/DC转换器。功率因数校正级是一个升压转换器，其功能是在其输出端提供380伏直流电，同时在其输入端保持输入电流为正弦波，以获得大约等于1的功率因数。功率因数校正级的另一个特点是它可以使电源工作在一个宽的电压输入范围(90V~275V)，而不需要增加一个电压范围开关来重新配置整流电路。所使用的功率器件是并联应用的两个CoolMOS型SPB11N60C2和一个SiC肖特基二极管sdb06s60 (6a/600 v)。 双管正激变换器通过耦合变压器T1与电网隔离。在变压器的初级阶段，功率元件是两个CoolMOSSPB11N60C2和两个EMCON二极管sdd04e60 (4a/600 v)。次级有两组输出(5V直流和12V直流)，但它们的整流原理不同。

12V输出采用传统的肖特基二极管整流电路，5V输出采用低压MOSFETSPB 80N03S2 L？03进行同步整流。 功率因数校正和脉宽调制功能均由单片集成电路TDA16888控制。 3结构/散热器设计 这种电源的优点之一是体积小。它由两块不同尺寸的双面印刷电路板组成。较大的一块(18厘米×15厘米)为主板，主板上装有各种功率器件和无源器件，尽量采用占地面积小的贴片器件。该器件不使用任何散热器，散热是通过将热量从印刷电路板上的主铜片传递到下面的金属板来实现的。较小的一块(6厘米×3厘米)是控制板，它装有控制电路并垂直插入主板。 4组件功能描述 4.1电源主板 电源主板的原理如图2所示，包括以下几个部分: 

乐发Ⅷl(1)交流输入//电磁干扰滤波器 SMPS的输入电压为90V ~ 275V (50Hz/60Hz)。保险丝用于防止电路故障时进一步损坏电源。输入电磁干扰滤波器(C86、L1、L4、C24、C25、C26、C2)用于抑制两个电源开关之间切换时产生的高频噪声。

变阻器R30用于抵抗来自电网的高压浪涌。输入功率整流器(D1？D4)使用传统的硅二极管。

 (2)功率因数校正变换器 这是一种升压转换器拓扑，电感电流连续流过满负载。开关频率为200千赫。输出电压约为380伏直流电 功率因数校正的核心部件是升压电感器L2、开关晶体管Q1A/Q1B、升压二极管D5和大电解电容器C3。为了减少寄生电容，L2是通过在环形铁粉芯上缠绕一根铜线形成的。并联晶体管Q1A/Q1B是由一种新的CoolMOS工艺制成的。它们具有高开关速度和极低的导通电阻。当输入电压为90V低电平时，这一优势尤其重要，因为电路工作在高电流和高占空比空的情况下。双管并联的目的只是为了扩大散热面积，使电路板上的热量分布更加均衡。升压二极管D5是一个600VSiC肖特基二极管，具有非常好的开关特性(没有反向恢复和开关特性上的温度干扰)，因为它没有电荷存储。D82是传统的硅二极管，用于从初始整流电压对电解电容器充电，以防止碳化硅二极管D5在启动时接收过大的浪涌电流。电解电容器C3用来储存能量，以减少二次谐波的电压纹波，它还必须承受开关频率下的电流。电容器C3A专用于旁路高频谐波电流。 图1200WSMPS框图 图2200 wsmps主板电气原理图 图3变压器结构 

(3)脉宽调制转换器(双晶体管正向) 脉宽调制转换器是一种双晶体管正向转换器拓扑。它的工作频率也是200千赫。一次侧的主要部件是Q2A/Q2B和D22/D27。当正向晶体管Q2A/Q2B同时导通时，能量通过变压器传递到输出端。Q2A/Q2B选择开关速度高的CoolMOSSPB11N60C2。对于D22/D27，选择EMCON型二极管。在Q2A/Q2B截止期间，D22/D27用于箝位在变压器磁通零返回期间由变压器漏电感产生的反馈尖峰电压。变压器T1由电解电容器C3上的DC电压供电，并将输出与输入隔离。使用EPCOS生产的RM组合磁芯RM14/N87(见图3)。它的初级绕组是绞合线Litz，次级绕组由薄铜带制成。 为了降低漏电感，初级和次级绕组可以交错。 12V通道的次级为D20/D21、L3A、L6和C36/C37，5V通道为Q19/Q21、L3B、L5和C15、C28。其中，D20/D21为45V标准肖特基二极管，每个二极管以两种时序工作:D20在Q2A/Q2B导通时作为整流二极管，D21在Q2A/Q2B晶体管关断时作为负载电流的续流通道。

 (4)同步整流 在5V通道中，使用三个低电压30V/80A optimospb80n 03 s2l。03同步整流器。其控制信号由次级产生。两个光电二极管Q19和Q19A并联，共同为“低态”脉宽调制提供一个续流电流通道。OptiMOSQ21用于串联整流。变压器一次复位时，脉宽调制脉冲输出消失，同步整流器Q19/Q19A通过Q18的体二极管续流。当初级线圈导通时，Q18的栅极(之前为负偏置)由次级线圈电压通过电阻R97驱动，Q18导通以关断Q19/Q19A。Q21在R96、L3A和L3B的联动下开启，开始新一轮同步整流周期。 4.2控制电路 200WSMPS的控制板电路如图4所示，由混合双ICTDA16888及其外围器件组成。

乐发Ⅷl (1)混合双ICTDA16888 TDA16888是英飞凌近年来开发的新产品。它通过功率因数校正提供对SMPS的完全控制。内部同步运行的功率因数校正和脉宽调制功能使其适用于全球电压输入和两级离线转换器。其功率因数校正功能能满足国际电工委员会1000？3？2交流输入电流谐波限值的规定。它的外围组件更少，因此降低了整个电源的成本。 TDA16888具有如下某些全功率因数校正特性: -双环控制(对平均电流和输出电压双敏感)； -作为辅助电源的附加应用； -快速软开关推拉闸门驱动(1A)； 前沿脉宽调制； -峰值电流限值； -过压保护。 所确定的脉宽调制特性是: -改进的电流模式控制； -快速软开关推拉闸门驱动(1A)； -软启动装置； 后缘脉冲宽度调制； -为了防止变压器饱和，最大比率空限制为50%。

乐发Ⅷl(2)全氟化碳控制 TDA16888采用平均电流控制来提供有功功率因数校正。其PFC部分的“心脏”是一个模拟乘法器。它产生用于电流误差放大器OP2的可编程电流参考信号，该信号通过将整流的输入电源电压与输出电压误差放大器的输出相乘而获得，因此电流参考信号具有输入电压的形状(双半正弦波)，并且还具有控制输出电压幅度的功能。通过随后的OP2、脉宽调制器和驱动器，功率因数校正的交流输入电流将变成功率因数接近1的近似正弦波。在图4的电路中，电压误差放大器的外部电路(具有电压灵敏度和补偿功能)由R13、R14、R16、C5和C6组成。电阻器R4(R4A、R4B)用于监控实际整流输入电压。R5、R7、R8、C7和C8是电流误差放大器的元件。感应电流可以通过主板上R6的电压降来监控。R3和R26可以确定功率因数校正的电流限值(约6.5A)。R11和R12决定过压阈值。 图4200 wsmps控制板电气原理图 

乐发Ⅷl(3)脉宽调制控制 TDA16888提供改进的电流模式控制，带来有效的斜率补偿，并加强对电压尖峰的抑制。转换器的初级开关电流经R32和C21通过主板R15上的压降进行低通滤波后，可传输至PWMCS(11)引脚。经过内部放大后，Pwmmin(14)引脚上的初级开关电流和输出电压控制环路反馈信号XS都输入到内部脉宽调制比较器C8进行比较，实际占空比空由它们共同决定。C14提供脉宽调制部分的软启动。输出电压控制回路的元件R20、R19、IC2等都设置在主板转换器的次级侧。反馈信号通过低值光耦合器IC3传输。 (4)栅极驱动电路 考虑到高工作频率，我们使用由小信号双极晶体管(Q6，Q7，Q10，Q11)和金属氧化物半导体场效应晶体管(Q8，Q9，Q12，Q13)组成的离散高速大电流驱动级来驱动功率因数校正部分的功率管(Q1A，Q1B)和脉宽调制级的低端功率管(Q2A)。这就是为什么施密特触发器和随后的分立驱动放大器被插入到功率因数校正输出/脉宽调制输出的原始栅极驱动信号输出端。对于高端功率管(Q2B)的栅极驱动，其信号也从PWMOUT输出，通过高速光耦IC8(SFH6711)传输，经IC9、Q14~Q17放大后输入Q2B。为了获得浮置电源电压Vcctop至Q2B，我们在功率因数校正扼流圈L2的铁芯上设置了额外的独立绕组。 5项测试结果 5.1效率 接近满载和不同输入电压下的测试效率见表1。 从表1可以看出，当输入电压最高时，获得的效率最高，而当输入电压最低时，效率最低。原因是当输入电压降低时，输入电流将增加，并且到输入整流器、电磁干扰滤波器、功率因数校正扼流圈和功率因数校正电流敏感电阻器的传导损耗将增加。当开关管必须通过较高的峰值电流时，在低输入电压条件下，功率因数校正开关管电流的有效值会增加。此外，为了使功率因数校正级在启动时具有更快的建立速度，晶体管在ton时间切换，这是有效比率空的两倍。

乐发Ⅷl也就是说，晶体管的较长导通时间导致其电流增加，从而也导致功率因数校正级的开关损耗增加。由于脉宽调制的电源电压由功率因数校正电路输出并稳定，脉宽调制级的特性与输入交流电压无关。 表1效率测试结果 输入交流电压/伏 输入功率/瓦 输出功率/瓦 12V绕组输出电压/伏 12V绕组输出电流/安 5V绕组输出电压/伏 5V绕组输出电流/安培 效率/% 90 224 180.5 10.24 8.56 4.85 19.15 80.6 110 220 180.6 10.25 8.56 4.85 19.15 82.1 150 215 180.8 10.25 8.57 4.85 19.16 84.1 200 215 181.5 10.25 8.65 4.85 19.14 84.4 230 215 181.4 10.24 8.65 4.85 19.14 84.4 275 212 181.4 10.24 8.65 4.85 19.14 85.6 图5传导噪声测试 (一)反车辆平均探测噪声线(二)QP准峰值探测噪声线 此外，由于脉宽调制采用光耦合器和可变稳压ICTL431作为输出稳压反馈电路，其负载稳压调整率也非常好，不需要额外的负载尺寸要求，以获得稳定的输出电压。 5.2功耗分布 最大功耗出现在满载和低交流输入电压时。此时，工作点为Vin=90V，引脚= 224瓦，Pout = 180.5W瓦，功耗Ploss = 43.5W瓦 功耗分布可通过使用表2所示的测试组件的温度进行估算。 表2功耗分布 电源 估计功耗/瓦 序列号 名字 1 emi滤波器 1 2 输入整流器(D1-D4) 3.5 3 PFC扼流圈L2 3 4 大电容C3 1.5 5 全氟化碳晶体管Q1 5 6 全氟化碳二极管D5 1.5 7 正向开关管Q2A、Q2B 2 8 变压器T1 5 9 5V整流器Q19、Q21 3 10 12V整流D20、D21 4 11 输出扼流圈L3 5 12 输出电容C36、C37、C15、C28 2 13 控制、驱动及其电源电路 3 14 其他的 4 15 总数 43.5 5.3传导电磁干扰的测试 为了测试整机开关电源的传导噪声，我们根据1977年CISPRPublication16中规定的电磁干扰噪声测试方法，测试了电磁干扰接收器FMLK1518和电源阻抗稳定网络(LISN)NSLK8128。结果如图5所示。测试条件:Vin = 230V伏，Pout = 181.4W瓦，整机电源置于金属箱中。 从图5可以看出，测得的EMI噪声谱线都低于正常极限。